enkla Op Amp-mätningar
Op-förstärkare är mycket högförstärkningsförstärkare med differentiella ingångar och enstaka utgångar. De används ofta i analoga kretsar med hög precision, så det är viktigt att mäta deras prestanda exakt. Men i öppna loopmätningar gör deras höga öppna loopförstärkning, som kan vara så stor som 107 eller mer, det mycket svårt att undvika fel från mycket små spänningar vid förstärkaringången på grund av pickup, strömströmmar eller Seebeck (termoelement) effekt.
mätprocessen kan förenklas kraftigt genom att använda en servo-slinga för att tvinga en null vid förstärkarens ingång, vilket gör att förstärkaren som testas i huvudsak kan mäta sina egna fel. Figur 1 visar en mångsidig krets som använder denna princip, anställa en extra op amp som en integrator för att upprätta en stabil slinga med mycket hög dc open-loop gain. Omkopplarna underlättar utförandet av de olika testerna som beskrivs i de förenklade illustrationerna som följer.
kretsen i Figur 1 minimerar de flesta mätfel och möjliggör noggranna mätningar av ett stort antal dc—och några ac—parametrar. Den extra” extra ” op-förstärkaren behöver inte bättre prestanda än den op-förstärkare som mäts. Det är till hjälp om det har dc open-loop vinst på en miljon eller mer; om förskjutningen av enheten under test (DUT) sannolikt kommer att överstiga några mV, bör extra op amp manövreras från 15-V-leveranser (och om DUT: s ingångsförskjutning kan överstiga 10 mV, måste 99.9-k-motståndet, R3, minskas).
matningsspänningarna, + V och-V, för DUT är av samma storlek och motsatt tecken. Den totala matningsspänningen är, självklart, 2 msk V. symmetriska leveranser används, även med ”single supply” op ampere med denna krets, som systemet jordreferens är mittpunkten för leveranser.
hjälpförstärkaren, som integrator, är konfigurerad att vara öppen slinga (full förstärkning) vid dc, men dess ingångsmotstånd och återkopplingskondensator begränsar dess bandbredd till några Hz. Detta innebär att likspänningen vid utgången från DUT förstärks av hjälpförstärkarens fulla förstärkning och appliceras via en 1000:1 dämpare till DUT: s icke-inverterande ingång. Negativ återkoppling tvingar utmatningen från DUT till markpotential. (I själva verket är den faktiska spänningen förskjutningsspänningen hos hjälpförstärkaren-eller, om vi ska vara riktigt noggranna, denna förskjutning plus spänningsfallet i 100-k—motståndet på grund av hjälpförstärkarens förspänningsström-men detta är tillräckligt nära marken för att vara obetydlig, särskilt eftersom förändringarna i denna punkts spänning under mätningar sannolikt inte överstiger några mikrovolter).
spänningen på testpunkten, TP1, är 1000 gånger korrigeringsspänningen (lika stor som felet) som appliceras på ingången till DUT. Detta kommer att vara tiotals mV eller mer och så ganska lätt att mäta.
en idealisk op-förstärkare har nollförskjutningsspänning (Vos); det vill säga om båda ingångarna är sammanfogade och hålls vid en spänning halvvägs mellan försörjningarna, bör utspänningen också vara halvvägs mellan försörjningarna. I verkliga livet, op ampere har förskjutningar som sträcker sig från några mikrovolt till några millivolt—så en spänning i detta område måste tillämpas på ingången för att föra utsignalen till halvvägs potential.
Figur 2 visar konfigurationen för den mest grundläggande test—offsetmätningen. DUT – utgångsspänningen är vid marken när spänningen på TP1 är 1000 gånger dess förskjutning.
den ideala op-förstärkaren har oändlig ingångsimpedans och ingen ström strömmar i sina ingångar. I verkligheten strömmar små ”bias” – strömmar i inverterande och icke– inverterande ingångar (ib-respektive ib+); de kan orsaka betydande förskjutningar i högimpedanskretsar. De kan variera, beroende på op amp-typen, från några femtoamperes (1 fA = 10-15 a—en elektron med några få mikrosekunder) till några nanoamperes, eller till och med—i några mycket snabba op—förstärkare-en eller två mikroamperer. Figur 3 visar hur dessa strömmar kan mätas.
kretsen är densamma som offsetkretsen i Figur 2, med tillsats av två motstånd, R6 och R7, i serie med DUT-ingångarna. Dessa motstånd kan kortslutas av omkopplarna S1 och S2. Med båda omkopplarna stängda är kretsen densamma som Figur 2. När S1 är öppen strömmar förspänningsströmmen från den inverterande ingången i Rs, och spänningsskillnaden lägger till förskjutningen. Genom att mäta spänningsförändringen vid TP1 (=1000 ib–6b Rs) kan vi beräkna Ib–; på samma sätt kan vi genom att stänga S1 och öppna S2 mäta Ib+. Om spänningen mäts vid TP1 med S1 och S2 båda stängda, och sedan båda öppna, mäts ”ingångsförskjutningsströmmen”, Ios, skillnaden mellan ib+ och Ib–, av förändringen. Värdena för R6 och R7 som används beror på de strömmar som ska mätas.
för värden på ib i storleksordningen 5 pA eller mindre blir det ganska svårt att använda denna krets på grund av de stora motstånden som är involverade; andra tekniker kan krävas, förmodligen med den hastighet med vilken ib laddar kondensatorer med låg läckage (som ersätter Rs).
när S1 och S2 är stängda, flyter Ios fortfarande i 100-Megapixelmotstånden och introducerar ett fel i Vos, men om inte Ios är tillräckligt stor för att producera ett fel större än 1% av de uppmätta Vos kan det vanligtvis ignoreras i denna beräkning.
den öppna slingan dc förstärkning av en op amp kan vara mycket hög; vinster större än 107 är inte okända, men värden mellan 250 000 och 2 000 000 är vanligare. Dc-förstärkningen mäts genom att tvinga utmatningen från DUT att röra sig med en känd mängd (1 V i Figur 4, men 10 V om enheten körs på tillräckligt stora förnödenheter för att tillåta detta) genom att växla R5 mellan DUT-utgången och en 1-V-referens med S6. Om R5 är vid + 1 V, måste DUT-utgången flyttas till -1 V om ingången till hjälpförstärkaren ska förbli oförändrad nära noll.
spänningsförändringen vid TP1, dämpad med 1000:1, är ingången till DUT, vilket orsakar en 1-V-förändring av utgången. Det är enkelt att beräkna vinsten från detta (= 1000 kcal 1 V/TP1).
för att mäta AC-förstärkningen med öppen slinga är det nödvändigt att injicera en liten ac-signal med önskad frekvens vid DUT-ingången och mäta den resulterande signalen vid dess utgång (TP2 i Figur 5). Medan detta görs fortsätter hjälpförstärkaren att stabilisera den genomsnittliga dc-nivån vid DUT-utgången.
i Figur 5 appliceras ac-signalen på dut-ingången via en 10 000:1 dämpare. Detta stora värde behövs för lågfrekventa mätningar, där vinster med öppen slinga kan vara nära dc-värdet. (Till exempel, vid en frekvens där förstärkningen är 1.000.000, skulle en 1-V rms-signal applicera 100 usci vid förstärkaringången, vilket skulle mätta förstärkaren när den försöker leverera 100-V rms-utgång). Så ac-mätningar görs normalt vid frekvenser från några hundra Hz till frekvensen vid vilken Open-loop—förstärkningen har sjunkit till enhet-eller mycket noggrant med lägre ingångsamplituder om lågfrekvent förstärkningsdata behövs. Den enkla dämparen som visas fungerar bara vid frekvenser upp till 100 kHz eller så, även om stor försiktighet tas med strömlös kapacitans; vid högre frekvenser skulle en mer komplex krets behövas.
common-mode avstötningsförhållandet (CMRR) för en op amp är förhållandet mellan uppenbar förändring av offset till följd av en förändring av common-mode spänning till den applicerade förändringen av common-mode spänning. Det är ofta i storleksordningen 80 dB till 120 dB vid dc, men lägre vid högre frekvenser.
testkretsen är idealisk för mätning av CMRR (Figur 6). Common-mode-spänningen appliceras inte på dut-ingångarna, där lågnivåeffekter sannolikt skulle störa mätningen, men strömförsörjningsspänningarna ändras (i samma-dvs. i förhållande till ingången), medan resten av kretsen lämnas ostörd.
i kretsen i Figur 6 mäts förskjutningen vid TP1 med leveranser av VR v (i exemplet +2,5 V och -2,5 V) och igen med båda förnödenheterna flyttas upp med +1 V till +3,5 V och -1,5 V). Förändringen av förskjutningen motsvarar en förändring av gemensamt läge på 1 V, så dc CMRR är förhållandet mellan förskjutningsförändringen och 1 V.
cmrr avser förändring av offset för en förändring av common mode, den totala strömförsörjningsspänningen är oförändrad. Strömförsörjningsavstötningsförhållandet (PSRR) är å andra sidan förhållandet mellan förskjutningen och förändringen av den totala strömförsörjningsspänningen, varvid common-mode-spänningen är oförändrad vid matningens mittpunkt (Figur 7).
kretsen som används är exakt densamma; skillnaden är att den totala matningsspänningen ändras, medan den gemensamma nivån är oförändrad. Här är omkopplaren från + 2.5 V och -2,5 V till + 3 V och -3 V, en förändring av den totala matningsspänningen från 5 V till 6 V. common-mode spänningen förblir vid mittpunkten. Beräkningen är densamma, för (1000 kcal TP1/1 V).
för att mäta ac CMRR och PSRR moduleras matningsspänningarna med spänningar, som visas i Figur 8 och figur 9. DUT fortsätter att fungera öppen slinga vid dc, men ac negativ feedback definierar en exakt förstärkning (100 i diagrammen).
för att mäta ac CMRR moduleras de positiva och negativa försörjningarna till DUT med växelspänningar med amplitud på 1-V-topp. Moduleringen av båda försörjningarna är samma fas, så att den faktiska matningsspänningen är stadig likström, men common-mode spänningen är en sinusvåg av 2V p-p, vilket gör att DUT-utgången innehåller en växelspänning, som mäts vid TP2.
om växelspänningen vid TP2 har en amplitud på X volt topp (2x volt topp-till-topp), då cmrr, hänvisad till dut-ingången (det vill säga före 100 ac-förstärkningen i AC) är x/100 V, och CMRR är förhållandet mellan detta och 1 V topp.
AC PSRR mäts med ac på de positiva och negativa försörjningarna 180 kcal ur fas. Detta resulterar i att amplituden hos matningsspänningen moduleras (igen, i exemplet, med 1 V topp, 2 V p-p) medan common-mode spänningen förblir stabil vid dc. Beräkningen är mycket lik den föregående.
slutsats
det finns naturligtvis många andra op amp-parametrar som kan behöva mätas och ett antal andra sätt att mäta de vi har diskuterat, men de mest grundläggande dc-och ac-parametrarna kan, som vi har sett, mätas pålitligt med en enkel baskrets som är lätt konstruerad, lättförståelig och anmärkningsvärt fri från problem.
Jan 2018: Vi ändrade C1=1UF till C1=5UF. Det visade sig att den extra Op Amp integrator fortfarande har tillräcklig förstärkning för att orsaka sluten loopeaking på upp till 10dB vid eller om 40Hz förvandlas till en 40Hz svängning.
simulering visar att det kan förhindras genom att minska polfrekvensen med en faktor 5.