simples Op Amp medições
Op amps são amplificadores de ganho muito alto com entradas diferenciais e Saídas single-ended. Eles são freqüentemente usados em circuitos analógicos de alta precisão, por isso é importante medir seu desempenho com precisão. Mas em medições de loop aberto, seu alto ganho de loop aberto, que pode ser tão grande quanto 107 ou mais, torna muito difícil evitar erros de tensões muito pequenas na entrada do amplificador devido ao captador, correntes perdidas ou o efeito Seebeck (termopar).
o processo de medição pode ser bastante simplificado usando um servo loop para forçar um nulo na entrada do amplificador, permitindo assim que o amplificador em teste meça essencialmente seus próprios erros. A figura 1 mostra um circuito versátil que emprega esse princípio, empregando um amplificador operacional auxiliar como integrador para estabelecer um loop estável com ganho de loop aberto dc muito alto. Os interruptores facilitam o desempenho dos vários testes descritos nas ilustrações simplificadas que se seguem.
o circuito da Figura 1 minimiza a maioria dos erros de medição e permite medições precisas de um grande número de parâmetros dc—e alguns AC. O amplificador op “auxiliar” adicional não precisa de melhor desempenho do que o amplificador op que está sendo medido. É útil se tiver controlador de domínio, abra-ganho da malha de um milhão ou mais; se o deslocamento do dispositivo sob teste (DUT) é passível de ultrapassar alguns mV, o auxiliar op amp deve ser operado a partir de ±15-V suprimentos (e se o DUT do offset de entrada pode exceder 10 mV, 99,9-kΩ resistência, R3, deverão ser reduzidas).
as tensões de alimentação, +V E-V, do DUT são de igual magnitude e sinal oposto. A tensão de alimentação total é, é claro, 2 × V. Suprimentos simétricos são usados, mesmo com amplificadores op “single supply” com este circuito, já que a referência de aterramento do sistema é o ponto médio dos suprimentos.
o amplificador auxiliar, como integrador, está configurado para ser de circuito aberto (ganho total) em dc, mas seu resistor de entrada e capacitor de feedback limitam sua largura de Banda a alguns Hz. Isso significa que a tensão CC na saída do DUT é amplificada pelo ganho total do amplificador auxiliar e aplicada, por meio de um atenuador 1000:1, à entrada não reversa do DUT. O feedback negativo força a saída do DUT ao potencial de aterramento. (Na verdade, o real, a tensão é a tensão de offset do amplificador auxiliar—ou, se quisermos ser realmente meticuloso, esse deslocamento mais a queda de tensão em 100 kΩ resistor, devido ao auxiliar amplificador da corrente de polarização—mas está perto o suficiente para a terra para ser sem importância, particularmente como as alterações nesse ponto de tensão durante as medições são susceptíveis de ultrapassar alguns microvolts).
a tensão no ponto de teste, TP1, é 1000 vezes a tensão de correção (igual em magnitude ao erro) sendo aplicada à entrada do DUT. Isso será dezenas de mV ou mais e, portanto, bastante fácil de medir.
um amplificador op ideal tem tensão de deslocamento zero (Vos); ou seja, se ambas as entradas forem Unidas e mantidas a uma tensão intermediária entre as fontes, a tensão de saída também deve estar a meio caminho entre as fontes. Na vida real, os amplificadores operacionais têm compensações que variam de alguns microvolts a alguns milivolts—portanto, uma tensão nessa faixa deve ser aplicada à entrada para levar a saída ao potencial intermediário.
a Figura 2 mostra a configuração para a medição de deslocamento de teste mais básica. A tensão de saída DUT está no solo quando a tensão no TP1 é 1000 vezes o seu deslocamento.
o amplificador op ideal tem impedância de entrada infinita e nenhum fluxo de corrente em suas entradas. Na realidade, pequenas correntes de “viés” fluem nas entradas inversoras e não inversoras (Ib– e IB+, respectivamente); eles podem causar compensações significativas em circuitos de alta impedância. Eles podem variar, dependendo do tipo de amp op, de alguns femtoamperes (1 fA = 10-15 a-um elétron a cada poucos microssegundos) a alguns nanoamperes, ou mesmo—em alguns amperes op muito rápidos—um ou dois microamperes. A figura 3 mostra como essas correntes podem ser medidas.
o circuito é o mesmo que o circuito offset da Figura 2, com a adição de dois resistores, R6 e R7, em série com as entradas DUT. Estes resistores podem ser curto-circuitados pelos interruptores S1 e S2. Com ambos os interruptores fechados, o circuito é o mesmo que a Figura 2. Quando S1 está aberto, a corrente de polarização da entrada inversora flui em Rs, e a diferença de tensão aumenta o deslocamento. Medindo a mudança de tensão em TP1 (=1000 Ib–×Rs), podemos calcular Ib–; da mesma forma, fechando S1 e abrindo S2, podemos medir Ib+. Se a tensão for medida em TP1 com S1 e S2 ambos fechados e, em seguida, ambos abertos, a “corrente de deslocamento de entrada”, Ios, a diferença entre Ib+ e Ib–, é medida pela mudança. Os valores de R6 e R7 usados dependerão das correntes a serem medidas.
Para os valores de Ib da ordem de 5 pA ou menos, torna-se bastante difícil para usar este circuito devido ao grande resistores envolvidos; outras técnicas podem ser necessárias, provavelmente envolvendo a taxa na qual Ib encargos de baixo vazamento de capacitores (que substituem Rs).
quando S1 e S2 estão fechados, o Ios ainda flui nos resistores de 100 Ω e introduz um erro no Vos, mas a menos que o Ios seja grande o suficiente para produzir um erro maior que 1% dos Vos medidos, geralmente pode ser ignorado neste cálculo.
o ganho dc de circuito aberto de um amplificador operacional pode ser muito alto; ganhos superiores a 107 não são desconhecidos, mas valores entre 250.000 e 2.000.000 são mais comuns. O ganho dc é medido forçando a saída do DUT a se mover por uma quantidade conhecida (1 V Na Figura 4, mas 10 V se o dispositivo estiver funcionando com suprimentos grandes o suficiente para permitir isso) alternando R5 entre a saída DUT e uma referência de 1 V com S6. Se R5 estiver em + 1 V, a saída DUT deve se mover para -1 V se a entrada do amplificador auxiliar permanecer inalterada perto de zero.
a mudança de tensão em TP1, atenuada por 1000: 1, é a entrada para o DUT, que causa uma mudança de saída de 1 V. É simples calcular o ganho com isso (=1000 × 1 V/TP1).
para medir o ganho AC de circuito aberto, é necessário injetar um pequeno sinal ac da frequência desejada na entrada DUT e medir o sinal resultante em sua saída (TP2 na Figura 5). Enquanto isso está sendo feito, o amplificador auxiliar continua a estabilizar o nível médio de CC na saída DUT.
na Figura 5, o sinal ac é aplicado à entrada DUT através de um atenuador de 10.000:1. Este grande valor é necessário para medições de baixa frequência, onde os ganhos de loop aberto podem estar perto do valor dc. (Por exemplo, em uma frequência em que o ganho é de 1.000.000, um sinal rms de 1 V aplicaria 100 µV na entrada do amplificador, o que saturaria o amplificador à medida que ele busca fornecer saída rms de 100 V). Portanto, as medições de CA são normalmente feitas em frequências de algumas centenas de Hz até a frequência na qual o ganho de loop aberto caiu para a unidade-ou com muito cuidado com amplitudes de entrada mais baixas se forem necessários dados de ganho de baixa frequência. O atenuador simples mostrado só funcionará em frequências de até 100 kHz ou mais, mesmo que seja tomado muito cuidado com a capacitância dispersa; em frequências mais altas, um circuito mais complexo seria necessário.
a razão de rejeição de modo comum (CMRR) de um amplificador operacional é a razão de mudança aparente de deslocamento resultante de uma mudança de tensão de modo comum para a mudança aplicada de tensão de modo comum. É frequentemente da ordem de 80 dB a 120 dB em dc, mas menor em frequências mais altas.
o circuito de teste é ideal para medir CMRR (Figura 6). A tensão de modo Comum não é aplicada aos terminais de entrada DUT, onde os efeitos de baixo nível provavelmente interromperão a medição, mas as tensões de alimentação são alteradas (no mesmo—ou seja,, direção comum, em relação à entrada), enquanto o restante do circuito é deixado imperturbável.
No circuito da Figura 6, o deslocamento é medido em TP1 com fontes de ±V (no exemplo, +2,5 V e -2.5 V) e novamente com suprimentos passou por +1 V +3,5 V e -1.5 V). A mudança de deslocamento corresponde a uma mudança de modo comum de 1 V, de modo que o dc CMRR é a razão da mudança de deslocamento e 1 V.
CMRR refere-se à mudança de deslocamento para uma mudança de modo comum, a tensão total da fonte de alimentação sendo inalterada. A razão de rejeição da fonte de alimentação (PSRR), por outro lado, é a razão entre a mudança de deslocamento e a mudança da tensão total da fonte de alimentação, com a tensão de modo comum inalterada no ponto médio da fonte (Figura 7).
o circuito usado é exatamente o mesmo; a diferença é que a tensão de alimentação total é alterada, enquanto o nível comum é inalterado. Aqui o interruptor é de + 2.5 V e -2,5 V a + 3 V e -3 V, uma mudança de tensão de alimentação total de 5 V a 6 V. A tensão de modo comum permanece no ponto médio. O cálculo também é o mesmo (1000 × TP1/1 V).
para medir ac CMRR e PSRR, as tensões de alimentação são moduladas com tensões, conforme mostrado na Figura 8 e na Figura 9. O DUT continua a operar em circuito aberto em dc, mas o feedback negativo AC define um ganho exato (×100 nos diagramas).
para medir o CMRR ac, os suprimentos positivos e negativos para o DUT são modulados com tensões CA com amplitude de pico de 1-V. A modulação de ambas as fontes é a mesma fase, de modo que a tensão de alimentação real é constante dc, mas a tensão de modo comum é uma onda senoidal de 2V p-p, O que faz com que a saída DUT contenha uma tensão ac, que é medida em TP2.
se a tensão CA em TP2 tiver uma amplitude de pico x volts (2x volts pico a pico), então o CMRR, referido à entrada DUT (isto é, antes do ganho ×100 ac) é x/100 V, e o CMRR é a razão deste para 1 V pico.
AC PSRR é medido com o ac nos suprimentos positivos e negativos 180° fora de fase. Isso resulta na amplitude da tensão de alimentação sendo modulada (novamente, no exemplo, com pico de 1 v, 2 V p-p) enquanto a tensão de modo comum permanece estável em dc. O cálculo é muito semelhante ao anterior.
Conclusão
Há, obviamente, muitas outras op amp parâmetros que devem ser medidos, e uma série de outras formas de medir o que temos discutido, mas o mais básico dc e ac parâmetros podem, como vimos, ser medidos de forma confiável, com um simples circuito básico que é facilmente construído, de fácil compreensão, e extraordinariamente livre de problemas.
Jan 2018: mudamos C1 = 1uF para C1=5uf. Descobriu-se que o integrador auxiliar Op Amp ainda tem ganho suficiente para causar looppeaking fechado de até 10dB em ou cerca de 40Hz transformando-se em uma oscilação de 40Hz.
a simulação mostra que pode ser evitada diminuindo a frequência do Pólo por um fator de 5.