Mesures d’Ampli Op simples
Les amplis Op sont des amplificateurs à gain très élevé avec entrées différentielles et sorties à une extrémité. Ils sont souvent utilisés dans des circuits analogiques de haute précision, il est donc important de mesurer leurs performances avec précision. Mais dans les mesures en boucle ouverte, leur gain en boucle ouverte élevé, qui peut atteindre 107 ou plus, rend très difficile d’éviter les erreurs de très petites tensions à l’entrée de l’amplificateur dues à la prise, aux courants parasites ou à l’effet Seebeck (thermocouple).
Le processus de mesure peut être grandement simplifié en utilisant une boucle d’asservissement pour forcer un nul à l’entrée de l’amplificateur, permettant ainsi à l’amplificateur testé de mesurer essentiellement ses propres erreurs. La figure 1 montre un circuit polyvalent qui utilise ce principe, utilisant un ampli op auxiliaire comme intégrateur pour établir une boucle stable avec un gain en boucle ouverte cc très élevé. Les interrupteurs facilitent la réalisation des différents tests décrits dans les illustrations simplifiées qui suivent.
Le circuit de la figure 1 minimise la plupart des erreurs de mesure et permet des mesures précises d’un grand nombre de paramètres CC et de quelques paramètres ca. L’ampli op « auxiliaire » supplémentaire n’a pas besoin de meilleures performances que l’ampli op mesuré. Il est utile s’il a un gain en boucle ouverte en courant continu d’un million ou plus; si le décalage de l’appareil testé (DUT) est susceptible de dépasser quelques mV, l’ampli op auxiliaire doit fonctionner à partir d’alimentations de ± 15 V (et si le décalage d’entrée du DUT peut dépasser 10 mV, la résistance de 99,9 kΩ, R3, devra être réduite).
Les tensions d’alimentation, +V et -V, du DUT sont de grandeur égale et de signe opposé. Bien entendu, la tension d’alimentation totale est de 2 × V. Des alimentations symétriques sont utilisées, même avec des amplis op « à alimentation unique » avec ce circuit, car la référence de masse du système est le point médian des alimentations.
L’amplificateur auxiliaire, en tant qu’intégrateur, est configuré pour être en boucle ouverte (gain total) en courant continu, mais sa résistance d’entrée et son condensateur de rétroaction limitent sa bande passante à quelques Hz. Cela signifie que la tension continue à la sortie du DUT est amplifiée par le gain total de l’amplificateur auxiliaire et appliquée, via un atténuateur 1000:1, à l’entrée non inverseuse du DUT. La rétroaction négative force la sortie du DUT au potentiel de masse. (En fait, la tension réelle est la tension de décalage de l’amplificateur auxiliaire — ou, si l’on veut être vraiment méticuleux, ce décalage plus la chute de tension dans la résistance de 100 kΩ due au courant de polarisation de l’amplificateur auxiliaire – mais celle—ci est suffisamment proche de la masse pour être sans importance, d’autant que les variations de la tension de ce point lors des mesures ne dépasseront probablement pas quelques microvolts).
La tension sur le point de test, TP1, est 1000 fois la tension de correction (égale en grandeur à l’erreur) appliquée à l’entrée du DUT. Ce sera des dizaines de mV ou plus et, donc, assez facile à mesurer.
Un ampli op idéal a une tension de décalage nulle (Vos); c’est-à-dire que si les deux entrées sont réunies et maintenues à une tension à mi-chemin entre les alimentations, la tension de sortie doit également être à mi-chemin entre les alimentations. Dans la vraie vie, les amplis op ont des décalages allant de quelques microvolts à quelques millivolts — une tension dans cette plage doit donc être appliquée à l’entrée pour amener la sortie au potentiel médian.
La figure 2 montre la configuration de la mesure de décalage de test la plus élémentaire. La tension de sortie DUT est à la masse lorsque la tension sur TP1 est 1000 fois son décalage.
L’ampli op idéal a une impédance d’entrée infinie et aucun courant ne circule dans ses entrées. En réalité, de petits courants de « polarisation » circulent dans les entrées inverseuses et non inverseuses (Ib– et Ib +, respectivement); ils peuvent provoquer des décalages importants dans les circuits à haute impédance. Ils peuvent varier, selon le type d’ampli op, de quelques femtoampères (1 fA = 10-15 A – un électron toutes les quelques microsecondes) à quelques nanoampères, voire — dans certains amplis op très rapides – un ou deux microampères. La figure 3 montre comment ces courants peuvent être mesurés.
Le circuit est le même que le circuit offset de la figure 2, avec l’ajout de deux résistances, R6 et R7, en série avec les entrées DUT. Ces résistances peuvent être court-circuitées par les interrupteurs S1 et S2. Avec les deux interrupteurs fermés, le circuit est le même que celui de la figure 2. Lorsque S1 est ouvert, le courant de polarisation de l’entrée inverseuse circule en Rs et la différence de tension s’ajoute au décalage. En mesurant le changement de tension à TP1 (= 1000 Ib-×Rs), on peut calculer Ib-; de même, en fermant S1 et en ouvrant S2 on peut mesurer Ib+. Si la tension est mesurée à TP1 avec S1 et S2 tous deux fermés, puis tous deux ouverts, le « courant de décalage d’entrée », Ios, la différence entre Ib + et Ib–, est mesurée par le changement. Les valeurs de R6 et R7 utilisées dépendront des courants à mesurer.
Pour des valeurs de Ib de l’ordre de 5 pA ou moins, il devient assez difficile d’utiliser ce circuit en raison des résistances importantes mises en jeu ; d’autres techniques peuvent être nécessaires, impliquant probablement la vitesse à laquelle Ib charge des condensateurs à faible fuite (qui remplacent Rs).
Lorsque S1 et S2 sont fermés, Ios circule toujours dans les résistances de 100 Ω et introduit une erreur dans Vos, mais à moins qu’Ios ne soit suffisamment grand pour produire une erreur supérieure à 1% des Vos mesurées, il peut généralement être ignoré dans ce calcul.
Le gain DC en boucle ouverte d’un ampli op peut être très élevé; les gains supérieurs à 107 ne sont pas inconnus, mais les valeurs entre 250 000 et 2 000 000 sont plus habituelles. Le gain continu est mesuré en forçant la sortie du DUT à se déplacer d’une quantité connue (1 V sur la figure 4, mais 10 V si l’appareil fonctionne sur des alimentations suffisamment grandes pour le permettre) en commutant R5 entre la sortie du DUT et une référence 1-V avec S6. Si R5 est à +1 V, la sortie DUT doit passer à -1 V si l’entrée de l’amplificateur auxiliaire doit rester inchangée près de zéro.
Le changement de tension à TP1, atténué de 1000: 1, est l’entrée du DUT, ce qui provoque un changement de sortie de 1 V. Il est simple de calculer le gain à partir de cela (= 1000 × 1 V / TP1).
Pour mesurer le gain ca en boucle ouverte, il est nécessaire d’injecter un petit signal ca de la fréquence souhaitée à l’entrée DUT et de mesurer le signal résultant à sa sortie (TP2 sur la figure 5). Pendant ce temps, l’amplificateur auxiliaire continue de stabiliser le niveau continu moyen en sortie DUT.
Sur la figure 5, le signal ca est appliqué à l’entrée DUT via un atténuateur 10 000:1. Cette grande valeur est nécessaire pour les mesures à basse fréquence, où les gains en boucle ouverte peuvent être proches de la valeur continue. (Par exemple, à une fréquence où le gain est de 1 000 000, un signal efficace de 1 V appliquerait 100 µV à l’entrée de l’amplificateur, ce qui saturerait l’amplificateur lorsqu’il cherche à délivrer une sortie efficace de 100 V). Ainsi, les mesures ca sont normalement effectuées à des fréquences allant de quelques centaines de Hz à la fréquence à laquelle le gain en boucle ouverte est tombé à l’unité – ou très soigneusement avec des amplitudes d’entrée plus faibles si des données de gain à basse fréquence sont nécessaires. L’atténuateur simple illustré ne fonctionnera qu’à des fréquences allant jusqu’à 100 kHz environ, même si un grand soin est apporté à la capacité parasite; à des fréquences plus élevées, un circuit plus complexe serait nécessaire.
Le rapport de réjection en mode commun (CMRR) d’un ampli op est le rapport entre le changement apparent de décalage résultant d’un changement de tension en mode commun et le changement appliqué de tension en mode commun. Elle est souvent de l’ordre de 80 dB à 120 dB en courant continu, mais plus faible aux fréquences plus élevées.
Le circuit de test est parfaitement adapté à la mesure du CMRR (Figure 6). La tension de mode commun n’est pas appliquée aux bornes d’entrée DUT, où des effets de bas niveau seraient susceptibles de perturber la mesure, mais les tensions d’alimentation sont modifiées (dans le même cas – i.e., direction commune, par rapport à l’entrée), tandis que le reste du circuit est laissé intact.
Dans le circuit de la figure 6, le décalage est mesuré à TP1 avec des alimentations de ±V (dans l’exemple, +2,5 V et -2,5 V) et à nouveau avec les deux alimentations remontées de +1 V à +3,5 V et -1,5 V). Le changement de décalage correspond à un changement de mode commun de 1 V, donc le CMRR continu est le rapport du changement de décalage et de 1 V.
CMRR désigne un changement de décalage pour un changement de mode commun, la tension d’alimentation totale étant inchangée. Le rapport de réjection de l’alimentation (PSRR), en revanche, est le rapport entre le changement de décalage et le changement de la tension d’alimentation totale, la tension de mode commun étant inchangée au milieu de l’alimentation (figure 7).
Le circuit utilisé est exactement le même; la différence est que la tension d’alimentation totale est modifiée, tandis que le niveau commun est inchangé. Ici, le commutateur est de +2.5 V et -2,5 V à +3 V et -3 V, un changement de tension d’alimentation totale de 5 V à 6 V. La tension de mode commun reste au point milieu. Le calcul est également le même (1000 × TP1 / 1 V).
Pour mesurer ac CMRR et PSRR, les tensions d’alimentation sont modulées avec des tensions, comme le montrent les figures 8 et 9. Le DUT continue de fonctionner en boucle ouverte en courant continu, mais la rétroaction négative en courant alternatif définit un gain exact (×100 dans les diagrammes).
Pour mesurer le CMRR alternatif, les alimentations positives et négatives du DUT sont modulées avec des tensions alternatives d’amplitude de crête 1-V. La modulation des deux alimentations est la même phase, de sorte que la tension d’alimentation réelle est continue, mais la tension de mode commun est une onde sinusoïdale de 2V p-p, ce qui fait que la sortie DUT contient une tension alternative, qui est mesurée à TP2.
Si la tension alternative à TP2 a une amplitude de x volts crête (2x volts crête à crête), alors le CMRR, référencé à l’entrée DUT (c’est-à-dire avant le gain ca ×100) est x / 100 V, et le CMRR est le rapport de ceci à 1 V crête.
AC PSRR est mesuré avec le courant alternatif sur les alimentations positive et négative déphasée à 180°. Il en résulte que l’amplitude de la tension d’alimentation est modulée (toujours dans l’exemple avec 1 V crête, 2 V p-p) alors que la tension de mode commun reste stable en continu. Le calcul est très similaire au précédent.
Conclusion
Il y a, bien sûr, de nombreux autres paramètres d’ampli op qu’il peut être nécessaire de mesurer, et un certain nombre d’autres façons de mesurer celles dont nous avons discuté, mais les paramètres dc et ac les plus élémentaires peuvent, comme nous l’avons vu, être mesurés de manière fiable avec un circuit de base simple, facile à construire, à comprendre et remarquablement exempt de problèmes.
Jan 2018: Nous avons changé C1 = 1uF en C1 = 5uF. Il s’est avéré que l’intégrateur d’ampli op auxiliaire a toujours un gain suffisant pour provoquer une boucle fermée allant jusqu’à 10 dB à environ 40 Hz, se transformant en une oscillation de 40 Hz.
La simulation montre qu’elle peut être évitée en diminuant la fréquence des pôles d’un facteur 5.