yksinkertaiset Op Amp-mittaukset
Op-Ampeerit ovat erittäin suuria vahvistimia, joissa on differentiaalitulot ja yksipäiset lähdöt. Niitä käytetään usein korkean tarkkuuden analogisissa piireissä, joten on tärkeää mitata niiden suorituskykyä tarkasti. Mutta open-loop mittaukset niiden korkea avoimen silmukan voitto, joka voi olla yhtä suuri kuin 107 tai enemmän, tekee erittäin vaikea välttää virheitä hyvin pieniä jännitteitä vahvistimen tulo johtuu pickup, hajavirrat tai Seebeck (termopari) vaikutus.
mittausprosessia voidaan yksinkertaistaa huomattavasti käyttämällä servosilmukkaa, joka pakottaa vahvistimen tuloon nollan, jolloin testattava vahvistin voi olennaisesti mitata omia virheitään. Kuva 1 osoittaa monipuolinen piiri, joka käyttää tätä periaatetta, käyttämällä ylimääräisiä op amp integraattorina luoda vakaa silmukka erittäin korkea dc open-loop voitto. Kytkimet helpottavat seuraavien yksinkertaistettujen kuvien mukaisten testien suorittamista.
Kuvan 1 piiri minimoi suurimman osan mittausvirheistä ja mahdollistaa suuren määrän dc—ja muutamia ac—parametreja tarkat mittaukset. Ylimääräinen ”apuvahvistin” op amp ei tarvitse parempaa suorituskykyä kuin mitattava op amp. On hyödyllistä, jos se on dc open-loop voitto miljoona tai enemmän; jos offset testattavan laitteen (DUT) todennäköisesti ylittää muutaman mV, ylimääräiset op amp olisi käytettävä ±15-V tarvikkeita (ja jos DUT: n tulo offset voi ylittää 10 mV, 99.9-kΩ vastus, R3, on vähennettävä).
DUT: n syöttöjännitteet +V ja –V ovat yhtä suuret ja vastakkaismerkkiset. Kokonaissyöttöjännite on tietenkin 2 × V. symmetrisiä tarvikkeita käytetään, vaikka ”yhden tarjonnan” op ampeeria tämän piirin kanssa, koska järjestelmän maadoitusreferenssi on tarvikkeiden keskipiste.
lisävahvistin on integraattorina konfiguroitu avoimen silmukan (täyden vahvistuksen) tasavirtaan, mutta sen tulovastus ja takaisinkytkentäkondensaattori rajoittavat sen kaistanleveyden muutamaan Hz: iin. Tämä tarkoittaa, että DUT:n ulostulossa oleva tasajännite vahvistetaan lisävahvistimen täydellä vahvistuksella ja sitä käytetään 1000: 1 vaimentimen kautta DUT: n kääntymättömään tuloon. Negatiivinen takaisinkytkentä pakottaa DUT: n ulostulon maanpinnan potentiaaliin. (Itse asiassa todellinen jännite on lisävahvistimen offsetjännite-tai jos aiomme olla todella tarkkoja, tämä offset plus 100—kΩ-vastuksen jännitehäviö lisävahvistimen bias-virran vuoksi-mutta tämä on tarpeeksi lähellä maata olematta tärkeä, varsinkin kun tämän pisteen jännitteen muutokset mittausten aikana eivät todennäköisesti ylitä muutamaa mikrovolttia).
testipisteen TP1 jännite on 1000 kertaa se korjausjännite (joka on yhtä suuri kuin virhe), jota käytetään DUT: n tuloon. Tämä on kymmeniä mV tai enemmän ja, niin, melko helppo mitata.
ihanteellisessa op-vahvistimessa on nolla offset-jännitettä (Vos), eli jos molemmat tulot on liitetty yhteen ja pidetty jännitteellä tarvikkeiden puolivälissä, myös lähtöjännitteen tulisi olla tarvikkeiden puolivälissä. Tosielämässä op ampeeria on siirtymät vaihtelevat muutaman mikrovoltin muutaman millivoltin—joten jännite tällä alueella on sovellettava tulo tuoda lähtö midway potentiaali.
kuvassa 2 esitetään alkeellisimman testisiirtymämittauksen konfiguraatio. DUT lähtöjännite on maassa, kun jännite TP1 on 1000 kertaa sen offset.
ideaalisella op-vahvistimella on ääretön tuloimpedanssi eikä sen tuloissa ole virtavirtoja. Todellisuudessa pienet” bias ” – virrat virtaavat inverttaus– ja noninvertointituloissa (Ib-ja Ib+, vastaavasti); ne voivat aiheuttaa merkittäviä poikkeamia korkean impedanssipiireissä. Ne voivat vaihdella op-amp-tyypistä riippuen muutamasta femtoampeerista (1 fA = 10-15 A—yksi elektroni muutaman mikrosekunnin välein) muutamaan nanoampeeriin tai jopa—joissakin erittäin nopeissa op—ampeereissa-yhteen tai kahteen mikroampeeriin. Kuva 3 osoittaa, miten nämä virrat voidaan mitata.
piiri on sama kuin kuvan 2 offset-piiri, johon on lisätty kaksi vastusta, R6 ja R7, sarjassa DUT-tuloilla. Nämä vastukset voidaan oikosulku Kytkimet S1 ja S2. Kun molemmat kytkimet on suljettu, piiri on sama kuin kuvassa 2. Kun S1 on auki, vinovirta inverttitulosta virtaa RS: ssä, ja jännite-ero lisää offset. Mittaamalla jännitteen muutosta TP1: ssä (=1000 Ib – ×Rs) voimme laskea Ib–; vastaavasti sulkemalla S1 ja avaamalla S2 voimme mitata Ib+. Jos jännite mitataan TP1: ssä S1: n ja S2: n ollessa molemmat suljettuina ja sitten molemmat auki, ”input offset current”, Ios, IB+: n ja Ib–: n välinen ero mitataan muutoksella. Käytetyt arvot R6 ja R7 riippuvat mitattavista virtauksista.
arvojen IB on luokkaa 5 pA tai vähemmän, se tulee melko vaikea käyttää tätä piiri, koska suuret vastukset mukana; muita tekniikoita voidaan tarvita, todennäköisesti mukana nopeudella, jolla Ib maksut alhainen vuoto kondensaattorit (jotka korvaavat Rs).
kun S1 ja S2 ovat kiinni, Ios vielä virtaa 100-Ω vastukset ja tuo virhe Vos, mutta ellei Ios on tarpeeksi suuri tuottamaan virheen suurempi kuin 1% mitattu Vos se voidaan yleensä jättää huomiotta tässä laskelmassa.
op-vahvistimen open-loop dc-vahvistus voi olla erittäin suuri; voittoja suurempi kuin 107 eivät ole tuntemattomia, mutta arvot välillä 250000 ja 2000000 ovat tavanomaisempia. Tasavirtalähtö mitataan pakottamalla DUT: n ulostulo liikkumaan tunnetulla määrällä (1 V Kuvassa 4, mutta 10 V, Jos laite on käynnissä riittävän suurilla Tarvikkeilla, jotta tämä olisi mahdollista) vaihtamalla R5 DUT: n ulostulon ja 1-V: n referenssin välillä S6: lla. Jos R5 on +1 V, DUT-ulostulon on siirryttävä arvoon -1 V, jos lisävahvistimen tulon halutaan pysyvän muuttumattomana lähellä nollaa.
jännitteen muutos TP1:ssä, vaimennettu 1000: 1: llä, on DUT: n tulo, joka aiheuttaa 1-V: n ulostulon muutoksen. Tästä on helppo laskea voitto (=1000 × 1 V / TP1).
avoimen silmukan ac-vahvistuksen mittaamiseksi on tarpeen pistää DUT-tuloon pieni halutun taajuinen vaihtovirtasignaali ja mitata tuloksena oleva signaali sen ulostulolla (TP2 Kuvassa 5). Samalla kun tämä tehdään, lisävahvistin jatkaa tasavirtojen keskiarvon vakauttamista DUT-ulostulossa.
Kuvassa 5 ac-signaali syötetään DUT-tuloon 10 000:1-vaimentimen kautta. Tätä suurta arvoa tarvitaan matalataajuisissa mittauksissa, joissa avoimen kierron voitot voivat olla lähellä dc-arvoa. (Esimerkiksi taajuudella, jossa vahvistus on 1,000,000, 1-V rms-signaali sovellettaisiin 100 µV vahvistimen tuloon, joka kyllästäisi vahvistimen, koska se pyrkii antamaan 100-V rms-lähdön). Vaihtovirtamittaukset tehdään siis yleensä muutaman sadan hertsin taajuuksilla sille taajuudelle, jolla avoimen silmukan vahvistus on laskenut unity-tasolle—tai hyvin varovasti pienemmillä tuloamplitudeilla, jos matalataajuista vahvistustietoa tarvitaan. Yksinkertainen vaimennin näkyy toimii vain taajuuksilla jopa 100 kHz tai niin, vaikka suurta huolellisuutta noudatetaan hajakapasitanssi; korkeammilla taajuuksilla monimutkaisempi piiri olisi tarpeen.
op-vahvistimen yleisjännitteen hylkäyssuhde (CMRR)on yleisjännitteen muutoksesta aiheutuvan näennäisen offsetin muutoksen suhde yleiseen käyttöjännitteeseen. Se on usein luokkaa 80 dB-120 dB dc: ssä, mutta matalampi korkeammilla taajuuksilla.
TESTIPIIRI soveltuu ihanteellisesti CMRR: n mittaamiseen (kuva 6). Yhteisjännitettä ei sovelleta DUT-tuloliittimiin, joissa matalan tason vaikutukset todennäköisesti häiritsisivät mittausta, mutta virransyöttöjännitteet muuttuvat (samassa-ts., common-suuntaan, suhteessa Tulo), kun taas loput piiri on jätetty häiritsemättä.
kuvan 6 piirissä offset mitataan TP1: ssä ±V: n jännitteillä (esimerkissä +2,5 V ja -2,5 V) ja uudelleen molempien tarvikkeiden siirtyessä +1 V: stä +3,5 V: een ja -1,5 V: een). Offsetin muutos vastaa 1 V: n yhteisen moodin muutosta, joten dc CMRR on offsetin muutoksen ja 1 V: n suhde.
CMRR tarkoittaa offsetin muutosta yhteisen tilan vaihtuessa siten, että kokonaisjännite pysyy muuttumattomana. Tehonsyötön hylkäyssuhde (PSRR) on toisaalta offsetin muutoksen suhde kokonaisjännitteen muutokseen, kun yhteistilan jännite on muuttumaton syöttöjännitteen keskipisteessä (Kuva 7).
käytetty piiri on täsmälleen sama; erona on, että kokonaissyöttöjännite muuttuu, kun taas yhteinen taso pysyy muuttumattomana. Tässä kytkin on + 2.5 V ja -2,5 V + 3 V ja -3 V, kokonaissyöttöjännitteen muutos 5 V: stä 6 V: een.yhteisjännite pysyy keskipisteessä. Myös laskelma on sama (1000 × TP1/1 V).
ac CMRR: n ja PSRR: n mittaamiseksi syöttöjännitteet moduloidaan jännitteillä, kuten kuvioissa 8 ja 9 esitetään. DUT toimii edelleen avoimen silmukan dc, mutta ac negatiivinen takaisinkytkentä määrittää tarkan vahvistuksen (×100 kaavioissa).
ac CMRR: n mittaamiseksi DUT: n positiiviset ja negatiiviset virrat moduloidaan ac-jännitteillä, joiden huippuamplitudi on 1-V. Molempien tarvikkeiden modulaatio on sama vaihe siten, että todellinen syöttöjännite on tasainen dc, mutta yhteisjännite on 2v p-p siniaalto, joka aiheuttaa DUT-ulostulon sisältävän vaihtovirtajännitteen, joka mitataan TP2: ssa.
jos vaihtovirtajännitteen Amplitudi TP2: ssa on X voltin huippu (2 x voltin huippuarvo), DUT-tuloon (eli ennen ×100 ac-vahvistusta) tarkoitettu CMRR on x/100 V, ja CMRR on tämän suhde 1 V: n huippuun.
AC: n TMA-arvo mitataan siten, että positiivisten ja negatiivisten toimitusten vaihtovirta on 180° pois vaiheesta. Tämä johtaa syöttöjännitteen amplitudin modulointiin (jälleen esimerkissä 1 V: n piikki, 2 V p-p), kun taas yhteisjännite pysyy tasaisena dc: ssä. Laskelma on hyvin samanlainen kuin edellinen.
johtopäätös
on tietenkin monia muita op amp-parametreja, jotka on ehkä mitattava, ja useita muita tapoja mitata niitä, joista olemme keskustelleet, mutta kaikkein alkeellisimmat dc-ja ac-parametrit voidaan mitata luotettavasti yksinkertaisella peruspiirillä, joka on helposti rakennettavissa, helposti ymmärrettävissä ja huomattavan ongelmaton.
tammi 2018: muutimme C1=1UF: n C1=5uF: ksi. Kävi ilmi, että ylimääräiset Op Amp integraattori on vielä riittävä voitto aiheuttaa suljettu looppeaking jopa 10dB tai noin 40Hz muuttumassa 40Hz värähtely.
simulointi osoittaa, että se voidaan estää vähentämällä napataajuutta kertoimella 5.