Mediciones simples de amplificadores operativos
Los amplificadores operativos son amplificadores de muy alta ganancia con entradas diferenciales y salidas de un solo extremo. A menudo se utilizan en circuitos analógicos de alta precisión, por lo que es importante medir su rendimiento con precisión. Pero en las mediciones de bucle abierto, su alta ganancia de bucle abierto, que puede ser tan grande como 107 o más, hace que sea muy difícil evitar errores de voltajes muy pequeños en la entrada del amplificador debido a la captación, las corrientes parásitas o el efecto Seebeck (termopar).
El proceso de medición se puede simplificar en gran medida mediante el uso de un servo bucle para forzar un valor nulo en la entrada del amplificador, lo que permite que el amplificador sometido a prueba mida esencialmente sus propios errores. La Figura 1 muestra un circuito versátil que emplea este principio, empleando un amplificador de operación auxiliar como integrador para establecer un bucle estable con una ganancia de bucle abierto de cc muy alta. Los interruptores facilitan el rendimiento de las diversas pruebas descritas en las ilustraciones simplificadas que siguen.
El circuito de la Figura 1 minimiza la mayoría de los errores de medición y permite mediciones precisas de un gran número de parámetros de cc y algunos parámetros de ca. El amplificador de operación «auxiliar» adicional no necesita un mejor rendimiento que el amplificador de operación que se está midiendo. Es útil si tiene una ganancia de bucle abierto de CC de un millón o más; si el desplazamiento del dispositivo bajo prueba (DUT) es probable que exceda unos pocos mV, el amplificador de operación auxiliar debe operarse desde suministros de ±15 V (y si el desplazamiento de entrada del DUT puede exceder 10 mV, la resistencia de 99,9 kΩ, R3, deberá reducirse).
Los voltajes de alimentación, +V y-V, del DUT son de igual magnitud y signo opuesto. La tensión de alimentación total es, por supuesto, de 2 × V. Se utilizan fuentes simétricas, incluso con amplificadores operativos de «suministro único» con este circuito, ya que la referencia a tierra del sistema es el punto medio de las fuentes.
El amplificador auxiliar, como integrador, está configurado para ser de bucle abierto (ganancia total) en CC, pero su resistencia de entrada y condensador de retroalimentación limitan su ancho de banda a unos pocos Hz. Esto significa que la tensión de CC en la salida del DUT se amplifica mediante la ganancia total del amplificador auxiliar y se aplica, a través de un atenuador 1000:1, a la entrada no inversa del DUT. La retroalimentación negativa fuerza la salida del DUT al potencial de tierra. (De hecho, el voltaje real es el voltaje de desplazamiento del amplificador auxiliar, o, si queremos ser realmente meticulosos, este desplazamiento más la caída de voltaje en la resistencia de 100 kΩ debido a la corriente de polarización del amplificador auxiliar, pero esto está lo suficientemente cerca de la tierra como para no ser importante, particularmente porque es poco probable que los cambios en el voltaje de este punto durante las mediciones excedan unos pocos microvoltios).
El voltaje en el punto de prueba, TP1, es 1000 veces el voltaje de corrección (igual en magnitud al error) que se aplica a la entrada del DUT. Esto será de decenas de vM o más y, por lo tanto, bastante fácil de medir.
Un amplificador op ideal tiene voltaje de desplazamiento cero (Vos); es decir, si ambas entradas están unidas y mantenidas a una tensión a medio camino entre las fuentes, la tensión de salida también debe estar a medio camino entre las fuentes. En la vida real, los amplificadores op tienen compensaciones que van desde unos pocos microvoltios a unos pocos milivoltios, por lo que se debe aplicar un voltaje en este rango a la entrada para llevar la salida al potencial intermedio.
La figura 2 muestra la configuración para la medición de desplazamiento de prueba más básica. El voltaje de salida DUT está en tierra cuando el voltaje en TP1 es 1000 veces su desplazamiento.
El amplificador op ideal tiene una impedancia de entrada infinita y no fluye corriente en sus entradas. En realidad, pequeñas corrientes de» sesgo » fluyen en las entradas invertidas y no invertidas (Ib– e Ib+, respectivamente); pueden causar compensaciones significativas en circuitos de alta impedancia. Pueden variar, dependiendo del tipo de amplificador de operación, desde unos pocos femtoamperios (1 fA = 10-15 A—un electrón cada pocos microsegundos) hasta unos pocos nanoamperios, o incluso, en algunos amplificadores de operación muy rápidos, uno o dos microamperios. La Figura 3 muestra cómo se pueden medir estas corrientes.
El circuito es el mismo que el circuito de desplazamiento de la Figura 2, con la adición de dos resistencias, R6 y R7, en serie con las entradas DUT. Estas resistencias pueden ser cortocircuitadas por los interruptores S1 y S2. Con ambos interruptores cerrados, el circuito es el mismo que el de la Figura 2. Cuando S1 está abierto, la corriente de polarización de la entrada de inversión fluye en Rs y la diferencia de voltaje se suma al desplazamiento. Al medir el cambio de voltaje en TP1(= 1000 Ib- × Rs), podemos calcular Ib -; de manera similar, al cerrar S1 y abrir S2, podemos medir Ib+. Si el voltaje se mide en TP1 con S1 y S2 ambos cerrados, y luego ambos abiertos, la» corriente de desplazamiento de entrada», Ios, la diferencia entre Ib+ e Ib -, se mide por el cambio. Los valores de R6 y R7 utilizados dependerán de las corrientes a medir.
Para valores de Ib del orden de 5 pA o menos, se vuelve bastante difícil usar este circuito debido a las grandes resistencias involucradas; se pueden requerir otras técnicas, probablemente involucrando la velocidad a la que Ib carga condensadores de baja fuga (que reemplazan a Rs).
Cuando S1 y S2 están cerrados, Ios sigue fluyendo en las resistencias de 100 Ω e introduce un error en Vos, pero a menos que Ios sea lo suficientemente grande como para producir un error superior al 1% del Vos medido, generalmente se puede ignorar en este cálculo.
La ganancia de CC de bucle abierto de un amplificador de operación puede ser muy alta; las ganancias superiores a 107 no son desconocidas, pero los valores entre 250.000 y 2.000.000 son más habituales. La ganancia de cc se mide forzando la salida del DUT a moverse en una cantidad conocida (1 V en la Figura 4, pero 10 V si el dispositivo funciona con suministros lo suficientemente grandes como para permitir esto) cambiando R5 entre la salida DUT y una referencia de 1 V con S6. Si R5 está a +1 V, entonces la salida DUT debe moverse a -1 V si la entrada del amplificador auxiliar debe permanecer sin cambios cerca de cero.
El cambio de voltaje en TP1, atenuado por 1000: 1, es la entrada al DUT, que causa un cambio de salida de 1 V. Es fácil calcular la ganancia de esto (=1000 × 1 V / TP1).
Para medir la ganancia de ca de bucle abierto, es necesario inyectar una pequeña señal de ca de la frecuencia deseada en la entrada DUT y medir la señal resultante en su salida (TP2 en la Figura 5). Mientras se hace esto, el amplificador auxiliar continúa estabilizando el nivel de CC medio en la salida DUT.
En la Figura 5, la señal de ca se aplica a la entrada DUT a través de un atenuador de 10.000:1. Este gran valor es necesario para mediciones de baja frecuencia, donde las ganancias de bucle abierto pueden estar cerca del valor de cc. (Por ejemplo, a una frecuencia en la que la ganancia es de 1.000.000, una señal de 1 V rms aplicaría 100 µV en la entrada del amplificador, lo que saturaría el amplificador mientras busca entregar una salida de 100 V rms). Por lo tanto, las mediciones de ca normalmente se realizan a frecuencias de unos pocos cientos de Hz a la frecuencia a la que la ganancia de bucle abierto ha caído a la unidad, o con mucho cuidado con amplitudes de entrada más bajas si se necesitan datos de ganancia de baja frecuencia. El atenuador simple que se muestra solo funcionará en frecuencias de hasta 100 kHz aproximadamente, incluso si se tiene mucho cuidado con la capacitancia perdida; en frecuencias más altas se necesitaría un circuito más complejo.
La relación de rechazo de modo común (CMRR) de un amplificador de operación es la relación entre el cambio aparente de desplazamiento resultante de un cambio de voltaje de modo común y el cambio aplicado de voltaje de modo común. A menudo es del orden de 80 dB a 120 dB en cc, pero más bajo en frecuencias más altas.
El circuito de prueba es ideal para medir CMRR (Figura 6). La tensión de modo común no se aplica a los terminales de entrada DUT, donde es probable que los efectos de bajo nivel interrumpan la medición, pero las tensiones de la fuente de alimentación se alteran (en el mismo, p. ej., dirección común, relativa a la entrada), mientras que el resto del circuito se deja sin perturbar.
En el circuito de la Figura 6, el desplazamiento se mide en TP1 con suministros de ±V (en el ejemplo, +2,5 V y -2,5 V) y nuevamente con ambos suministros movidos hacia arriba en +1 V a +3,5 V y -1,5 V). El cambio de desplazamiento corresponde a un cambio de modo común de 1 V, por lo que el CMRR de cc es la relación entre el cambio de desplazamiento y 1 V.
CMRR se refiere al cambio de desplazamiento para un cambio de modo común, sin cambiar la tensión total de la fuente de alimentación. La relación de rechazo de la fuente de alimentación (PSRR), por otro lado, es la relación entre el cambio de desplazamiento y el cambio de la tensión total de la fuente de alimentación, con la tensión de modo común sin cambios en el punto medio de la fuente (Figura 7).
El circuito utilizado es exactamente el mismo; la diferencia es que el voltaje de alimentación total cambia, mientras que el nivel común no cambia. Aquí el interruptor es de +2.5 V y -2,5 V a +3 V y -3 V, un cambio de la tensión de alimentación total de 5 V a 6 V. La tensión de modo común permanece en el punto medio. El cálculo también es el mismo (1000 × TP1 / 1 V).
Para medir CMRR y PSRR de ca, los voltajes de alimentación se modulan con voltajes, como se muestra en la Figura 8 y la Figura 9. El DUT continúa operando en bucle abierto en cc, pero la retroalimentación negativa de ca define una ganancia exacta (×100 en los diagramas).
Para medir CMRR de ca, los suministros positivos y negativos al DUT se modulan con voltajes de ca con amplitud de pico de 1 V. La modulación de ambas fuentes es la misma fase, de modo que la tensión de alimentación real es constante dc, pero la tensión de modo común es una onda sinusoidal de 2V p-p, lo que hace que la salida DUT contenga una tensión de ca, que se mide en TP2.
Si el voltaje de ca en TP2 tiene una amplitud de x voltios pico (2x voltios pico a pico), entonces el CMRR, referido a la entrada DUT (es decir, antes de la ganancia de ×100 ca) es x/100 V, y el CMRR es la relación de esto a 1 V pico.
El PSRR de CA se mide con el ca en los suministros positivos y negativos 180° fuera de fase. Esto resulta en que la amplitud de la tensión de alimentación se modula (de nuevo, en el ejemplo, con pico de 1 V, 2 V p-p) mientras que la tensión de modo común se mantiene estable en cc. El cálculo es muy similar al anterior.
Conclusión
Hay, por supuesto, muchos otros parámetros de amplificador de operación que pueden necesitar ser medidos, y una serie de otras formas de medir las que hemos discutido, pero los parámetros más básicos de CC y CA pueden, como hemos visto, medirse de manera confiable con un circuito básico simple que se construye fácilmente, se entiende fácilmente y está notablemente libre de problemas.
Enero de 2018: Cambiamos C1 = 1uF a C1 = 5uF. Resultó que el integrador de amplificador de operación auxiliar todavía tiene suficiente ganancia para causar un looppeaking cerrado de hasta 10dB a o aproximadamente 40Hz, convirtiéndose en una oscilación de 40Hz.
La simulación muestra que se puede prevenir disminuyendo la frecuencia de los polos en un factor de 5.